DQZHAN技術訊：適用于孤島和并網模式的微電網功率變換系統
編者按：本發明公開了一種適用于孤島和并網模式的微電網功率變換系統，包括直流電源電路、電容串聯電路、變壓器、**開關管橋臂、**開關管橋臂、控制電路和三相逆變器電路;電容串聯電路的C1和C2中間連接點分別與變壓器的N1線圈非同名端和N2線圈同名端相連;**開關管橋臂包括開關管T1和T2，T1和T2的中間連接點與N1線圈的同名端相連;**開關管橋臂包括開關管T3和T4，T3和T4的中間連接點與N2線圈的非同名端相連;所述控制電路包括多個電壓傳感器、驅動信號生成單元;所述三相逆變器電路具備三相的開關管橋臂。本發明能夠將上下電容的電壓差限制在一個開關管和一個二極管的導通壓降之和以內，使得輸出電壓基波幅值基本與給定電壓幅值接近。
發明人 陸暢 胡軍臺 劉春陽 王正釗 劉延增
技術領域
本發明屬于電力系統和電力電子技術應用領域，特別涉及一種適用于孤島和并網模式的微電網功率變換系統。
背景技術
以光伏、儲能、風電為特征的分布式能源發電系統是擺脫對化石燃料依賴，減少溫室氣體排放，應對能源枯竭的重要手段之一。微電網是分布式能源高效利用的重要手段，采用電力電子變換電路將分布式電源接入電網，構成并網運行模式，或者為重要的敏感負荷供電，構成孤島發電模式。對于這兩大應用場合，變流器的拓撲目前主要有兩種類型：一種是為了帶三相電機等平衡負載，可采用三相三線制接線方式;另一種是諸如小型單相光伏發電系統，給小型家庭用戶使用，帶電燈、家用電器等單相負載，也需要帶加熱、家用電器、照明等單相負載，這種場合逆變器需要采取三相四線制接線方式，可以同時兼顧三相負荷和單相負荷的用電需求。
三相四線逆變電路有多種拓撲結構，包括分裂電容式三相逆變拓撲、帶Δ/Y0變壓器的三相逆變拓撲、帶中點變壓器的三相逆變拓撲、組合式三相逆變拓撲和三相四橋臂逆變器拓撲，各種拓撲對三相不平衡的抑制存在一定差異。分裂電容式三相逆變器拓撲，把直流母線兩端串接了兩個相同容量的大電容，通過電容對直流母線分壓來鉗位交流中性點。
這種拓撲一般采用SVPWM控制方式，控制方法簡單，廣泛用于小功率的場合。但該電路拓撲也存在明顯缺點，首先是兩個分壓電容參數的微小的差異就會立即反映到中性點的電位上，其次是當帶負載不平衡的時候，會有零序電流從電容流過，負載的不平衡程度較大時，零序電流會更大，兩個電容的電壓會產生較大的偏差，為減小串聯電容的壓差，就需要較大電容值的分裂電容，必然會增加硬件成本和裝置體積。因此，該電路拓撲結構不適用于負載不平衡程度較大的場合。
帶Δ/Y0變壓器的三相逆變器拓撲結構中變壓器副邊采用星形連接方式，能夠為三相不平衡負載提供中線電流通路，而相位相同的零序電流分量可以在變壓器三角形方式連接的原邊繞組中流動，因而起到了一定的平衡作用。變壓器的引入還能起到升壓作用，可以減小直流母線電壓能級，以及電容的電壓等級，同時也能對原副邊起到一定的隔離作用。
但是，這種拓撲結構也有它本身的缺點，加入工頻變壓器自然增加了硬件的成本、重量和體積。另外該電路拓撲結構并沒有實現三相電路的完全解耦，無法從根本上解決三相負載不平衡導致三相輸出不對稱的問題。因此，在一些容易出現不平衡負載的場合限制了其應用。
在帶不平衡三相負載時，無法保證直流母線分裂電容的中點電位的穩定，無法保證中性點的電平穩定。
發明內容
本發明的目的在于克服現有技術的不足，提供一種能夠將上下電容的電壓差限制在一個開關管和一個二極管的導通壓降之和以內;該電路拓撲能夠有效降低上下電容的電壓差，使得輸出電壓基波幅值基本與給定電壓幅值接近，減少輸出電壓的諧波分量，輸出電壓更加對稱的適用于孤島和并網模式的微電網功率變換系統
本發明的目的是通過以下技術方案來實現的：適用于孤島和并網模式的微電網功率變換系統，包括直流電源電路、電容串聯電路、變壓器、**開關管橋臂、**開關管橋臂、控制電路和三相逆變器電路;
所述電容串聯電路包括串聯的上電容C1和下電容C2，上電容C1的另一端與直流電源電路的正極相連，下電容C2的另一端連接直流電源電路的負極;上電容C1和下電容C2中間連接點分別與變壓器的N1線圈非同名端和變壓器N2線圈的同名端相連;
所述**開關管橋臂包括串聯的開關管T1和T2，開關管T1的發射極與開關管T2的集電極相連，開關管T1和T2分別反并聯一個二極管D1和D2，開關管T1和T2的中間連接點與變壓器N1線圈的同名端相連;
所述**開關管橋臂包括串聯的開關管T3和T4，開關管T3的發射極與開關管T4的集電極相連，開關管T3和T4分別反并聯一個二極管D3和D4，開關管T3和T4的中間連接點與變壓器N2線圈的非同名端相連;
開關管T1和T3的集電極與直流電源電路的正極相連，開關管T2和T4的發射極與直流電源電路的負極相連;
所述控制電路包括多個電壓傳感器、驅動信號生成單元;
電壓傳感器，用于檢測下電容C2兩端的電壓，用于檢測直流電源電路的中性點電壓;
驅動信號生成模塊，使用電壓傳感器的檢測電壓，結合0V給定電壓，生成開關管T1、T2、T3、T4的控制信號G1、G2、G3和G4;
所述三相逆變器電路具備三相的開關管橋臂，每一相的所述開關管橋臂在上下臂分別具有開關管，每一個開關管反并聯一個二極管;每一相上臂的開關管連接到直流電源電路的正極，每一相下臂的開關管連接到直流電源電路的負極;所述上下臂的開關管之間的串聯連接點作為各相的交流輸出端子，分別通過電感La、Lb、Lc連接負載;所述電感La、Lb、Lc分別通過電容Cc、Cb、Ca與中性點N相連，中性點N同時連接到變壓器N1線圈的非同名端和N2線圈的同名端，以及上電容C1與下電容C2的中間連接點。
進一步地，所述直流電源電路包括多個串聯的直流電壓源。
進一步地，當上電容C1上的電容電壓 小于下電容C2上的電容電壓 時，開關管T2和T4輪流導通，變壓器N1線圈和N2線圈交替作為變壓器原邊，把下電容C2的能量傳遞到上電容C1上，實現上下電容電壓的均衡，開關管T1和T3一直保持斷開狀態;
微電網功率變換系統依次包括以下四種工作狀態：(1)T2導通，T1、T3、T4關斷;(2)T1、T2、T3、T4關斷;(3)T4導通，T1、T2、T3關斷;(4)T1、T2、T3、T4關斷;將這四種工作狀態分別命名為① 狀態，② 狀態，③ 狀態和④ 狀態。
(1)所述① 狀態時，開關管T2導通，T1、T3、T4關斷;電流從下電容C2的正端流出，經過N1線圈和開關管T2后流回下電容C2的負端;根據基爾霍夫方程得到：
公式中， 為N1線圈兩端的電壓， 為開關管T2的導通壓降;
與此同時，在變壓器N2線圈產生電流回路：電流從N2線圈的非同名端流出，依次經過與開關管T3反并聯的二極管D3、下電容C1后流回到N2線圈的同名端;此時：
式中， 為N2線圈兩端的電壓， 為二極管D3的導通壓降;
將變壓器變比設為1，得到：
根據公式(1)、(2)、(3)得到：
即上電容C1的電壓值與下電容C2的電壓值之差即為開關管T2的導通壓降與二極管D3的導通壓降之和;下電容C2在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N1線圈吸收后傳遞給N2線圈，然后由N2線圈通過二極管D3不斷向電容上C1充電;這個過程中，C2放電，C1充電， 不斷減小， 不斷增加，二者電壓差減少;
(2)所述② 狀態為① 狀態的續流階段，電流從N1線圈的同名端流出，依次經過與開關管T1反并聯的二極管D1、上電容C1后流回N1線圈的非同名端，該電流不斷減小，*終為0;
(3)所述③ 狀態在② 狀態的續流完成后開始，此狀態下，開關管T4導通，T1、T2、T3關斷;電流從下電容C2正端流出，經過N2線圈、開關管T4后流回下電容C2的負端，此時：
式中， 為開關管T4的導通壓降;
與此同時，在變壓器副邊N1線圈產生電流回路：電流從N1線圈的同名端流出，經過與開關管T1反并聯的二極管D1、上電容C1后流回N1線圈的非同名端;此時N1線圈電壓為：
為與二極管D1的導通壓降;
將變壓器變比設為1，得到：
由(5)、(6)、(7)式得到：
上電容C1電壓與下電容C2電壓之差為二極管D1的導通壓降與開關管T4導通壓降之和;下電容C2在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N2線圈吸收后傳遞給N1線圈，然后由N1線圈通過二極管D1不斷向上電容C1充電;這個過程中，C2放電，C1充電， 不斷減小， 不斷增加，二者電壓差減少;
(4)所述④ 狀態為③ 狀態的續流階段，該狀態下，開關管T1、T2、T3、T4關斷;電流從N2線圈的非同名端流出，經過與開關管T3反并聯的二極管D3、上電容C1后流回N2線圈的同名端，該電流不斷減小，直到為0。
進一步地，當上電容C1上的電容電壓 大于下電容C2上的電容電壓 時，開關管T1和T3輪流導通，變壓器N1線圈和N2線圈交替作為變壓器原邊，把上電容C1的能量傳遞到下電容C2上，實現兩個電容電壓的均衡;此模式下開關管T2和T4一直保持斷開狀態;
此時微電網功率變換系統的工作狀態依次為：(1)T1導通，T2、T3、T4關斷;(2)T1、T2、T3、T4關斷;(3)T3導通，T1、T2、T4關斷;(4)T1、T2、T3、T4關斷;將這四種工作狀態分別命名為⑤狀態，⑥ 狀態，⑦ 狀態和⑧ 狀態;
(1)⑤ 狀態時，開關管T1導通，T2、T3、T4關斷;電流從上電容C1的正端流出，經過開關管T1、N1線圈后流回上電容C1的負端;根據基爾霍夫方程得到：
公式中 為N1線圈兩端的電壓， 為開關管T1的導通壓降;
與此同時，在變壓器的N2線圈產生電流回路，電流從N2線圈的同名端流出，經過下電容C2、與開關管T4反并聯的二極管D4后回到N2線圈的非同名端;此時：
為N2線圈兩端的電壓， 為二極管D4的導通壓降;
變壓器變比設為1，得到：
結合公式(9)、(10)、(11)，得到：
上電容C1的電壓值與下電容C2的電壓值之差為開關管T1的導通壓降與二極管D4的導通壓降之和;上電容C1在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N1線圈吸收后傳遞給N2線圈，然后由N2線圈通過二極管D4不斷向下電容C2充電;在這個過程中，上電容C1放電，下電容C2充電， 不斷減小， 不斷增加，二者電壓差減少;
(2)⑤ 狀態后是⑥ 狀態，該狀態下電流所有開關管全部關斷，該階段為⑤ 狀態的續流階段，電流從N1線圈的非同名端流出，經過下電容C2、二極管D2后流回繞組N1線圈的同名端，該電流大小不斷減小，*終為0;
(3)⑦ 狀態在⑥ 狀態的續流完成后開始，該狀態下開關管T3導通，T1，T2，T4關斷;電流從上電容C1正端流出，經過開關管T3、N2線圈后流回上電容C1的負端，此時：
變壓器副邊N1線圈產生電流回路，電流從N1線圈的非同名端流出，經過下電容C2、
與開關管T2反并聯的二極管D2后流回N1線圈的同名端，此時：
將變壓器變比設為1，則
根據公式(13)、(14)、(15)得到：
上電容C1在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N2線圈吸收后傳遞給N1線圈，然后由N1線圈通過二極管D2不斷向下電容C2充電;在此過程中，上電容C1放電，下電容C2充電，不斷減小， 不斷增加，二者電壓差減少;
(4)⑦ 狀態后緊接著是⑧ 狀態，該狀態下T1、T2、T3、T4關斷;該狀態為⑦ 狀態的續流階段，電流從N2圈的同名端流出，經過下電容C2、二極管D4后流回到N2線圈的非同名端，該回路的電流不斷減小，直到為0。
進一步地，所述驅動信號生成模塊包括減法運算單元，**值運算單元、限幅單元、三角波載波信號發生單元、多個比較器、數字邏輯運算單元、0V電壓給定單元;
電壓傳感器檢測到的電容C2兩端的電壓和直流電源電路的中性點電壓分別輸入減法運算單元;減法運算單元的一路輸出信號依次通過**值運算單元和限幅單元后作為比較器A的一路輸入信號，比較器A的另一路輸入信號為三角載波信號發聲單元產生的三角載波信號;
減法運算器的另一路輸出信號和0V電壓給定單元給定的0V電壓分別輸入比較器B;
比較器A和比較器B的輸出信號分別輸入數字邏輯運算單元，數字邏輯運算單元生成的控制信號G1、G2、G3和G4分別與開關管T1、T2、T3、T4的柵極相連接。
進一步地，所述數字邏輯運算單元生成控制信號的邏輯信號表達式：
式中，A表示符號位，即為比較器B的輸出信號;B表示二分頻信號;C表示原始的PWM信號，即比較器A的輸出信號。
本發明的有益效果是：本發明的微電網功率變換系統能夠將上下電容的電壓差限制在一個開關管和一個二極管的導通壓降之和以內;該電路拓撲能夠有效降低上下電容的電壓差，使得輸出電壓得到明顯的改善，輸出電壓基波幅值基本與給定電壓幅值接近，減少輸出電壓的諧波分量，不再發生B相電壓波形畸變的情況;中性線電壓波動更小，使得輸出電壓更加對稱。
附圖說明
圖1為本發明的微電網功率變換系統的電路拓撲圖;
圖2為本發明的電路運行在① 狀態時的電流方向圖;
圖3為本發明的電路運行在② 狀態時的電流方向圖;
圖4為本發明的電路運行在③ 狀態時的電流方向圖;
圖5為本發明的電路運行在④ 狀態時的電流方向圖;
圖6為本發明的電路運行在⑤ 狀態時的電流方向圖;
.
圖7為本發明的電路運行在⑥ 狀態時的電流方向圖;
圖8為本發明的電路運行在⑦ 狀態時的電流方向圖;
圖9為本發明的電路運行在⑧ 狀態時的電流方向圖;
圖10為本發明的控制電路的電路拓撲圖;
圖11為本發明的數字邏輯運算單元電路拓撲圖;
圖12為傳統逆變器輸出電壓波形;
圖13為傳統逆變器三相輸出電壓FFT分析圖;
圖14為傳統的逆變器上下電容電壓波形圖;
圖15為傳統逆變器中性線流入分裂電容中點電流曲線圖;
[0089] 圖16為本發明的實施例的三相電壓輸出波形;
具體實施方式
下面結合附圖和具體實施例進一步說明本發明的技術方案。
如圖1所示，適用于孤島和并網模式的微電網功率變換系統，包括直流電源電路、電容串聯電路、變壓器、**開關管橋臂、**開關管橋臂、控制電路和三相逆變器電路;
所述電容串聯電路包括串聯的上電容C1和下電容C2，上電容C1的另一端與直流電源電路的正極相連，下電容C2的另一端連接直流電源電路的負極;上電容C1和下電容C2中間連接點分別與變壓器的N1線圈非同名端和變壓器N2線圈的同名端相連;
所述**開關管橋臂包括串聯的開關管T1和T2，開關管T1的發射極與開關管T2的集電極相連，開關管T1和T2分別反并聯一個二極管D1和D2，開關管T1和T2的中間連接點與變壓器N1線圈的同名端相連;
所述**開關管橋臂包括串聯的開關管T3和T4，開關管T3的發射極與開關管T4的集電極相連，開關管T3和T4分別反并聯一個二極管D3和D4，開關管T3和T4的中間連接點與變壓器N2線圈的非同名端相連;
開關管T1和T3的集電極與直流電源電路的正極相連，開關管T2和T4的發射極與直流電源電路的負極相連;
所述控制電路包括多個電壓傳感器、驅動信號生成單元;
電壓傳感器，用于檢測下電容C2兩端的電壓，用于檢測直流電源電路的中性點電壓;
驅動信號生成模塊，使用電壓傳感器的檢測電壓，結合0V給定電壓，生成開關管T1、T2、T3、T4的控制信號G1、G2、G3和G4;
所述三相逆變器電路具備三相的開關管橋臂，每一相的所述開關管橋臂在上下臂分別具有開關管：開關管S1和S4串聯、開關管S3和S6串聯、開關管S5和S2串聯分別作為逆變器的A、B、C三相，開關管S1、S4、S3、S6、S5、S2分別反并聯一個二極管;每一相上臂的開關管(S1、S3、S5)連接到直流電源電路的正極，每一相下臂的開關管(S4、S6、S2)連接到直流電源電路的負極;所述上下臂的開關管之間的串聯連接點作為各相的交流輸出端子，分別通過電感La、Lb、Lc連接負載;所述電感La、Lb、Lc分別通過電容Cc、Cb、Ca與中性點N相連，中性點N同時連接到變壓器N1線圈的非同名端和N2線圈的同名端，以及上電容C1與下電容C2的中間連接點。
相比與傳統的分裂電容式三相四線逆變電路，本發明的功率變換系統多出了一個變壓器，四個開關管(T1、T2、T3、T4)以及四個與開關管反并聯的二極管(D1、D2、D3、D4)。從控制的角度說，該拓撲加入了分裂電容均壓控制，需要新增四個PWM控制信號，用于控制四個開關管的導通和關斷。
進一步地，所述直流電源電路包括多個串聯的直流電壓源。
進一步地，本發明的中性點電壓偏移分為兩種情況：一是中性點電壓大于直流源電壓的一半，即上電容C1上的電壓小于下電容C2上的電壓;二是中性點電壓小于直流源電壓的一半，即上電容C1上的電壓大于下電容C2上的電壓。下面分別說明這兩種情況下系統的工作狀態。
(一)當上電容C1上的電容電壓 小于下電容C2上的電容電壓 時，開關管T2和T4輪流導通，變壓器N1線圈和N2線圈交替作為變壓器原邊，把下電容C2的能量傳遞到上電容C1上，實現上下電容電壓的均衡，開關管T1和T3一直保持斷開狀態;
微電網功率變換系統依次包括以下四種工作狀態：(1)T2導通，T1、T3、T4關斷;(2)T1、T2、T3、T4關斷;(3)T4導通，T1、T2、T3關斷;(4)T1、T2、T3、T4關斷;將這四種工作狀態分別命名為① 狀態，② 狀態，③ 狀態和④ 狀態。
(1)所述① 狀態時，開關管T2導通，T1、T3、T4關斷，電路中的電流方向如圖2所示。電流從下電容C2的正端流出，經過N1線圈和開關管T2后流回下電容C2的負端;根據基爾霍夫方程得到：
公式中，為N1線圈兩端的電壓，為開關管T2的導通壓降;
與此同時，在變壓器N2線圈產生電流回路：電流從N2線圈的非同名端流出，依次經
過與開關管T3反并聯的二極管D3、下電容C1后流回到N2線圈的同名端;此時：
式中， 為N2線圈兩端的電壓，為二極管D3的導通壓降;
將變壓器變比設為1，得到：
根據公式(1)、(2)、(3)得到：
即上電容C1的電壓值與下電容C2的電壓值之差即為開關管T2的導通壓降與二極管D3的導通壓降之和;下電容C2在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N1線圈吸收后傳遞給N2線圈，然后由N2線圈通過二極管D3不斷向電容上C1充電;這個過程中，C2放電，C1充電， 不斷減小， 不斷增加，二者電壓差減少;
(2)所述② 狀態為① 狀態的續流階段，電流流向如圖3所示。電流從N1線圈的同名端流出，依次經過與開關管T1反并聯的二極管D1、上電容C1后流回N1線圈的非同名端，該電流不斷減小，*終為0;
(3)所述③ 狀態在② 狀態的續流完成后開始，此狀態下，開關管T4導通，T1、T2、T3關斷，電流流向如圖4所示。電流從下電容C2正端流出，經過N2線圈、開關管T4后流回下電容C2的負端，此時：
式中，為開關管T4的導通壓降;
與此同時，在變壓器副邊N1線圈產生電流回路：電流從N1線圈的同名端流出，經過與開關管T1反并聯的二極管D1、上電容C1后流回N1線圈的非同名端;此時N1線圈電壓為：
為與二極管D1的導通壓降;
將變壓器變比設為1，得到：
由(5)、(6)、(7)式得到：
上電容C1電壓與下電容C2電壓之差為二極管D1的導通壓降與開關管T4導通壓降之和;下電容C2在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N2線圈吸收后傳遞給N1線圈，然后由N1線圈通過二極管D1不斷向上電容C1充電;這個過程中，C2放電，C1充電， 不斷減小， 不斷增加，二者電壓差減少;
(4)所述④ 狀態為③ 狀態的續流階段，該狀態下，開關管T1、T2、T3、T4關斷，該狀態下電流流向如圖5所示。電流從N2線圈的非同名端流出，經過與開關管T3反并聯的二極管D3、上電容C1后流回N2線圈的同名端，該電流不斷減小，直到為0。
(二)當上電容C1上的電容電壓 大于下電容C2上的電容電壓 時，開關管T1和T3輪流導通，變壓器N1線圈和N2線圈交替作為變壓器原邊，把上電容C1的能量傳遞到下電容C2上，實現兩個電容電壓的均衡;此模式下開關管T2和T4一直保持斷開狀態;
此時微電網功率變換系統的工作狀態依次為：(1)T1導通，T2、T3、T4關斷;(2)T1、T2、T3、T4關斷;(3)T3導通，T1、T2、T4關斷;(4)T1、T2、T3、T4關斷;將這四種工作狀態分別命名為⑤狀態，⑥ 狀態，⑦ 狀態和⑧ 狀態;
(1)⑤ 狀態時，開關管T1導通，T2、T3、T4關斷，電路中的電流方向如圖6所示。電流從
上電容C1的正端流出，經過開關管T1、N1線圈后流回上電容C1的負端;根據基爾霍夫方程得到：
公式中為N1線圈兩端的電壓，為開關管T1的導通壓降;
與此同時，在變壓器的N2線圈產生電流回路，電流從N2線圈的同名端流出，經過下
電容C2、與開關管T4反并聯的二極管D4后回到N2線圈的非同名端;此時：
為N2線圈兩端的電壓，為二極管D4的導通壓降;
變壓器變比設為1，得到：
結合公式(9)、(10)、(11)，得到：
上電容C1的電壓值與下電容C2的電壓值之差為開關管T1的導通壓降與二極管D4的導通壓降之和;上電容C1在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N1線圈吸收后傳遞給N2線圈，然后由N2線圈通過二極管D4不斷向下電容C2充電;在這個過程中，上電容C1放電，下電容C2充電， 不斷減小， 不斷增加，二者電壓差減少;
(2)⑤ 狀態后是⑥ 狀態，該狀態下電流所有開關管全部關斷，該階段為⑤ 狀態的續
流階段，電路中的電流方向如圖7所示。電流從N1線圈的非同名端流出，經過下電容C2、二極管D2后流回繞組N1線圈的同名端，該電流大小不斷減小，*終為0;
(3)⑦ 狀態在⑥ 狀態的續流完成后開始，該狀態下開關管T3導通，T1，T2，T4關斷，電路中的電流方向如圖8所示。電流從上電容C1正端流出，經過開關管T3、N2線圈后流回上電容C1的負端，此時：
變壓器副邊N1線圈產生電流回路，電流從N1線圈的非同名端流出，經過下電容C2、與開關管T2反并聯的二極管D2后流回N1線圈的同名端，此時：
將變壓器變比設為1，則
根據公式(13)、(14)、(15)得到：
上電容C1在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N2線圈吸收后傳遞給N1線圈，然后由N1線圈通過二極管D2不斷向下電容C2充電;在此過程中，上電容C1放電，下電容C2充電，不斷減小， 不斷增加，二者電壓差減少;
(4)⑦ 狀態后緊接著是⑧ 狀態，該狀態下T1、T2、T3、T4關斷;該狀態為⑦ 狀態的續流階段，電路中的電流方向如圖9所示。電流從N2線圈的同名端流出，經過下電容C2、二極管D4后流回到N2線圈的非同名端，該回路的電流不斷減小，直到為0。
經過對以上兩種中性點電壓的波動情況進行分析可知，上下電容的電壓差被限制在一個開關管和一個二極管的導通壓降之和以內，該電路拓撲能夠有效降低上下電容的電壓差。
本發明的網絡拓撲結構增加了四個開關管，由電路的模態分析，通過變壓器的繞組交替作為原邊繞組，*終設計的控制電路如圖10所示。所述驅動信號生成模塊包括減法運算單元，**值運算單元、限幅單元、三角波載波信號發生單元、多個比較器、數字邏輯運算單元、0V電壓給定單元;
電壓傳感器檢測到的電容C2兩端的電壓和直流電源電路的中性點電壓分別輸入減法運算單元;減法運算單元的一路輸出信號依次通過**值運算單元和限幅單元后作為比較器A的一路輸入信號，比較器A的另一路輸入信號為三角載波信號發聲單元產生的三角載波信號;
減法運算器的另一路輸出信號和0V電壓給定單元給定的0V電壓分別輸入比較器B;
比較器A和比較器B的輸出信號分別輸入數字邏輯運算單元，數字邏輯運算單元生成的控制信號G1、G2、G3和G4分別與開關管T1、T2、T3、T4的柵極相連接。
圖10中，VC2指的是下電容C2的電壓值，反映中性點對負直流母線端的電壓值;Vref指的是直流母線電壓的一半即中性點電壓的給定值。而0V電壓的給定與偏差信號進行比較，是為了判斷中性點電壓的漂移方向，也是為了判斷上下電容電壓的大小關系。數字邏輯運算模塊的功能是對各個信號的綜合，從而得到四個開關管T1、T2、T3、T4的柵極控制信號。
中性點電壓與給定進行減法運算，偏差信號經過**值運算、限幅之后與三角波載波信號進行比較，得到控制四個開關管開通和關斷的原始PWM信號。另一方面，給定信號和反饋采樣信號之差作為偏差信號，偏差信號與0V進行比較，比較值作為符號位來判斷上下電容電壓值的大小關系。符號位來決定兩個橋臂的上開關管交替導通還是下開關管交替導通，比如，當符號位為低電平信號時，上電容電壓 大于下電容電壓 則讓開關管T1和T3交替導通，T2和T4保持關斷;反之，下電容電壓 大于上電容電壓 則讓開關管T2和T4交替導通，T1和T3保持關斷。因為在電容自均壓網絡工作時，需要控制上橋臂或者下橋臂交替開通，因此在設計中對PWM進行二分頻，用二分頻信號來確定選擇兩個上橋臂的T1或者T3開通，用二分頻信號來選擇兩個下橋臂的T2或者T4開通。
為了防止同一個橋臂上兩個開關管在切換導通時刻橋臂的直通，一般需要加入一段上下開關管都不導通的死區時間，因此在設計中用不同的二分頻控制信號來分別決定同一橋臂上兩個開關管的開通和關斷。以符號位A，二分頻信號B和PWM信號C作為輸入量，以四個開關管控制信號G1、G2、G3和G4為輸出信號的真值表，如表1所示。
表1
由真值表可以得出所述數字邏輯運算單元生成控制信號的邏輯信號表達式：
式中，A表示符號位，即為比較器B的輸出信號;B表示二分頻信號;C表示原始的PWM
信號，即比較器A的輸出信號。根據式(17)繪制的輸出信號邏輯運算框圖如圖11所示。
原始PWM信號先通過二分頻，二分頻的輸出及其取反信號用于控制兩個上開關管還是兩個下開關管交替導通，符號位及其取反信號用于控制兩個上開關管的使能還是下開關管的使能。*終通過四個三輸入與門進行信號的耦合，來分別控制四個開關管的開通關斷。
下面通過具體實施例來驗證本發明的微電網功率變換系統的工作性能。
按照上述理論分析和控制方法，將逆變器三相電壓參考值設置為為所帶的ABC三相負載分別為3Ω、10Ω、100Ω。
圖12為傳統逆變器輸出電壓波形，圖12表明，0.81s到0.87s時可以發現B相電壓波形發生了比較明顯的畸變和不對稱。
對0.38s-0.40s進行FFT分析，結果如圖13所示。ABC三相電壓輸出基波幅值基本與56.6V相差不大，B相的三次諧波分量與直流分量比較大，C相的直流分量比較大。
上下電容電壓波形如圖14所示。可以看出，*后上電容電壓和下電容電壓的波動范圍基本相同，*終上電容電壓和下電容電壓的波動范圍都是32V-78V，波動頻率為50Hz。
傳統逆變器電路的中性線流入分裂電容中點的電流如圖15所示，可以看出中性線電流不是正弦波形，但電流的正半周和負半周對稱，所以一個周期內的平均值為0，上下電容電壓的平均值因而相等。
加入分裂電容自均壓電路(即本發明的變壓器、四個開關管及其相關電路)后，按照本發明的電路拓撲結構設置微電網功率變換系統，得到的輸出電壓波形如圖16所示，從圖16可以看出，輸出電壓得到了很明顯的改善。輸出電壓的傅里葉分析如圖17所示，從圖17可以看出輸出電壓基波幅值基本與給定電壓幅值接近。諧波分量很小，B相電壓波形畸變的情況不再發生。上下電容電壓波形如圖18所示，波動區間約為45V到55V。對分裂電容電壓(即電容C1和C2)進行FFT分析結果如圖19所示。從圖19可以看出電容電壓除了直流分量、基波分量還有部分諧波分量，其中7次和9次比較大。經過分裂電容自均壓控制后，中性線電壓波動更小。輸出電壓因而更加對稱。
以上所述僅為本發明的具體實施方式，本領域的技術人員將會理解，在本發明所揭露的技術范圍內，可以對本發明進行各種修改、替換和改變，因此本發明不應由上述事例來限定。
本領域的普通技術人員將會意識到，這里所述的實施例是為了幫助讀者理解本發明的原理，應被理解為本發明的保護范圍并不局限于這樣的特別陳述和實施例。本領域的普通技術人員可以根據本發明公開的這些技術啟示做出各種不脫離本發明實質的其它各種具體變形和組合，這些變形和組合仍然在本發明的保護范圍內。
